2. Մետաղական օքսիդ կիսահաղորդչային FET (MOSFET)

Մետաղական օքսիդ կիսահաղորդչային FET (MOSFET)

Մետաղի-օքսիդ կիսահաղորդիչ FET (MOSFET) չորս տերմինալ սարք է: Տերմինալներն են աղբյուր (S), դարպաս (G) և արտահոսք (D). The ենթաշերտ or մարմին ձեւավորում է չորրորդ տերմինը: The MOSFET- ը կառուցված է ջրանցքից երկաթբետոնե երկօքսիդով անջատված դարպասի տերմինալով: MOSFET- ը կարող է լինել նաեւ սպառում or ուժեղացման ռեժիմ. Մենք շուտով սահմանում ենք այս երկու տերմինը:

Նկար 1- ն-ալիքի սպառումը MOSFET- ը

MOSFET- ները երբեմն կոչվում են IGFETs (Մեկուսացված դարպաս դաշտի ազդեցության տրանզիստորներ), SiO- ի շնորհիվ₂ շերտը, որը օգտագործվում է որպես մեկուսիչ, դարպասի եւ ստորին հատվածի միջեւ: Մենք սկսում ենք մեր վերլուծությունը MOSFET- ի սպառողական ռեժիմով: Ճիշտ ինչպես BJT- ն կարող է լինել npn or pnp, MOSFET- ը կարող է լինել նաեւ n-հարմար (NMOS) կամ p-կառույց (PMOS): Նկար 1- ը պատկերում է ֆիզիկական կառուցվածքի եւ խորհրդանիշի համար n-կառույցի կորուստ MOSFET. Ուշադրություն դարձրեք, որ նյութը միացված է աղբյուրի տերմինալին: Սա գրեթե մշտապես լինելու է գործը:

MOSFET- ի կորուստը կառուցվում է ա ֆիզիկական ջրանցքի եւ աղբյուրի միջեւ տեղադրված ալիքը: Արդյունքում, երբ լարումը, v_DS, կիրառվում է արտահոսքի եւ աղբյուրի միջեւ, ընթացիկ, i_D, գոյություն ունի կեղտաջրերի եւ աղբյուրի միջեւ, չնայած դարպասի տերմինալ G- ը անփոփոխ է մնում (v_GS = 0 V):

Շինարարությունը nսկսվում է MOSFET- ն pկաթված սիլիկոն: The nհոսանքային աղբյուրը եւ ցամաքային հորերը ձեւավորում են ցածր դիմադրություն կապերի միջեւ n- ալիքը, ինչպես ցույց է տրված Նկար 1- ում: Սիլիցիումի երկօքսիդի բարակ շերտը տեղադրվում է աղբյուրի եւ աղբի տարածքի միջեւ: SiO- ն₂ մեկուսիչ է: Ալյումինե շերտը տեղադրվում է սիլիկոնային երկօքսիդի մեկուսիչի վրա, դարպասի տերմինը ձեւավորելու համար: Գործողության մեջ բացասական է v_GS ալիքը հեռացնում է էլեկտրոնները, այդպիսով խափանելով ալիքը: Երբ v_GS հասնում է որոշակի լարման, V_T, ալիքը սեղմված. Դրական արժեքներ v_GS բարձրացնել ալիքի չափը, որի արդյունքում կաթիլային հոսքի ավելացումը: MOSFET- ի կորուստը կարող է գործել դրական կամ բացասական արժեքներով v_GS. Քանի որ դարպասը մեկուսացված է ալիքից, դարպասը աննշանորեն փոքր է (10- ի կարգի վրա)^{12 -} A):

Նկար 2 - p-ալիքի կորուստ MOSFET

Նկար 2- ը համեմատելի է Նկար 1- ի հետ, բացառությամբ այն, որ մենք փոխել ենք n- MOSFET- ի ռեժիմի կորուստը a p-կառույցի կորուստ MOSFET.

The n- ալիքի բարձրացում MOSFET- ը նկարագրված է Նկար 3- ում `միացման խորհրդանիշի հետ միասին: Սա դաշտային ազդեցության տրանզիստորի ամենատարածված ձեւն է:

Նկար 3- ն-ալիքի ընդլայնում MOSFET- ը

The n- MOSFET- ի ալիքի ընդլայնումը տարբերվում է MOSFET- ի պակասից `ոչ թե բարակ n- երգիչ: Այն պահանջում է դրական լարման դարպասի եւ աղբյուրի միջեւ, ալիք ստեղծելու համար: Այս ալիքը ձեւավորվում է դրական դարպասից դեպի աղբյուր լարման գործողությամբ, v_GS, որը ներգրավում է էլեկտրոնների ենթատտրատային շրջանից n- տված արտահոսքի եւ աղբյուրի մասին: Դրական v_GS առաջացնում է էլեկտրոններ կուտակում օքսիդի շերտի տակ: Երբ լարումը հասնում է շեմին, V_T, այս տարածաշրջանում գրավելով բավարար թվով էլեկտրոններ, որպեսզի դա կատարվի որպես անցկացման n-հաղորդագրություն: Չկան զգալի արտահոսք, i_D գոյություն ունի մինչեւ v_GS գերազանցում է V_T.

Նկար 4- ը համեմատելի է Նկար 3- ի հետ, բացառությամբ այն, որ մենք փոխել ենք n- Մալուխի բարձրացում MOSFET- ին a p-առաջնահարի բարձրացում MOSFET- ը:

Նկար 4 - p- ալիքի ընդլայնում MOSFET

Ընդհանուր առմամբ, MOSFET- ի ընտանիքը ցուցադրում է նույնականացումը i_D ընդդեմ v_GS Գծապատկեր 5- ում նշված կորեր: Յուրաքանչյուր բնութագրիչի կորագիծը մշակվում է բավարար արտամղիչ աղբյուր լարման միջոցով v_DS պահպանել սարքը նորմալ գործողության տարածաշրջանում i_D ընդդեմ v_DS կորեր. Քննարկումները հետագայում բաժնում կսահմանվեն շեմի լարման մասին V_T ինչպես MOSFET- ների եւ MOSFET- ների նվազեցման համար:

Նկար 5 - i_D ընդդեմ v_GS MOSFET- ի ընտանիքի բնութագրերը բավականաչափ ելքի աղբյուր լարման համար V_DS

2.1 Enhancement-Mode- ի MOSFET տերմինալների բնութագիր

Այժմ, երբ մենք ներկայացրեցինք MOSFET- ի շահագործման հիմնական կառուցվածքն ու հիմքը, մենք օգտագործում ենք մոտեցում `ուժեղացման ռեժիմի սարքի վերջնական վարքը ուսումնասիրելու համար: Եկեք նախ մի քանի ընդհանուր դիտարկում կատարենք Նկար 1-ից: Մտածեք, որ MOSFET- ում հոսանքի բնականոն հոսքը ջրահեռացումից դեպի աղբյուր է (ճիշտ ինչպես BJT- ում, դա կոլեկտորի և արտանետողի միջև է): Ինչպես npn BJT- ը, երկուսն էլ ետ դարբնոցային դիոդներ գոյություն ունեն արտահոսքի եւ աղբյուրի միջեւ: Հետեւաբար, մենք պետք է կիրառենք արտաքին հոսանքները դարպասի վրա, որպեսզի թույլ տան ընթացիկ հոսքի արտահոսքի եւ աղբյուրի միջեւ:

Եթե մենք աղբյուրը հենում ենք եւ կիրառենք դրական լարման դարպասի նկատմամբ, ապա այդ լարումը արդյունավետ է դարպասից դեպի աղբյուր լարման: Դրական դարպասի լարումը ներգրավում է էլեկտրոններ եւ խոչընդոտում է անցքերի: Երբ լարումը գերազանցում է շեմը (V_T), բավականաչափ էլեկտրոններ են ներգրավվում, որպեսզի արտահոսքի եւ աղբյուրի միջեւ անցկացնեն ուղի: Այս պահին տրանզիստորն անջատվում է, եւ ընթացիկը երկուսն էլ գործառույթ է v_GS և v_DS. Պետք է պարզ լինի V_T համար դրական թիվ է n- ալիքը եւ բացասական համարը a- ի համար p-հաղորդիչ սարքը:

Մի ալիք ստեղծվելուց հետո (այսինքն, v_GS>V_T), ընթացիկ հոսքը կարող է տեղի ունենալ այդ ալիքում, ելքի եւ աղբյուրի միջեւ: Այս ընթացիկ հոսքը կախված է v_DS, բայց դա նույնպես կախված է v_GS: Երբ v_GS ընդամենը գերազանցում է շեմի լարման չափը, շատ քիչ ընթացիկ կարող է հոսքը: Ինչպես v_GS ավելանում է շեմից դուրս, ալիքը պարունակում է ավելի շատ տրանսպորտային միջոցներ եւ հնարավոր է ավելի բարձր հոսանքներ: Նկար 6- ը ցույց է տալիս միջեւ հարաբերությունները i_D և v_DS որտեղ v_GS պարամետր է: Նշենք, որ v_GS պակաս շեմից, ընթացիկ հոսքերից: Ավելի բարձր v_GS, միջեւ հարաբերությունները i_D և v_DS մոտավոր գծային է, նշելով, որ MOSFET- ը իրեն պահում է որպես դիմադրություն, որի դիմադրությունը կախված է v_GS.

Նկար 6 -i_D ընդդեմ v_DS բարելավման ռեժիմի համար n-Շնորհակալություն MOSFET երբ v_DS փոքր է

Նկար 6- ի կորերը նման են ուղիղ գծերի: Այնուամենայնիվ, նրանք չեն շարունակելու ուղիղ գծեր v_DS մեծանում է: Հիշեցնենք, որ անցկացման ալիքը ստեղծելու համար օգտագործվում է դրական դարպասի լարումը: Դա դա արվում է էլեկտրոնների ներգրավմամբ: Դրական արտահոսքի լարումը նույնն է անում: Երբ մենք մոտենում ենք ալիքի արտահոսքի եզրին, ալիքը ստեղծող լարումը մոտենում է v_GS-v_DS քանի որ երկու աղբյուրները միմյանց դեմ են: Երբ այդ տարբերությունը պակաս է V_T, ալիքը այլեւս գոյություն չունի աղբյուրի եւ արտահոսքի միջեւ ամբողջ տարածության համար: Հեռուստաալիքն է սահմանափակված ջրահեռացման վերջում եւ հետագայում ավելանում է v_DS որեւէ արդյունք չի տա i_D. Սա հայտնի է որպես նորմալ գործող տարածաշրջան կամ հագեցում Տարածքը նկարագրված է Նկար 7- ում բնորոշ կորերի հորիզոնական հատվածով: Երբ տարբերությունը մեծ է V_T, մենք դա կոչում ենք triode ռեժիմում, քանի որ բոլոր երեք տերմինալների պոտենցիալները մեծապես ազդում են ընթացիկ վիճակում:

Նախորդ քննարկումն առաջացնում է Figure 7- ի գործարկման կորերը:

Նկար 7 -i_D ընդդեմ v_GS MOSFET- ի բարելավման ռեժիմի համար

Տրիոդի եւ նորմալ գործողության տարածաշրջանի միջեւ անցումը (այսինքն `հագեցման շրջանը եւ հաճախ հայտնաբերված է որպես պտղունցման ռեժիմում գործողություն) ցույց է տրված որպես գրաֆիկական 7- ի գլխատված գիծ:

(1)

Եռոտանի տարածաշրջանի սահմանում, կորերի ծնկները մոտավորապես հետեւում են հարաբերություններին,

(2)
Հավասարում (2), K կայուն տվյալ սարքի համար: Դրա արժեքը կախված է սարքի չափից եւ կառուցվածքում օգտագործվող նյութերից: Մշտականը տրվում է,

(3)
Այս հավասարման մեջ, μ_n էլեկտրոնային շարժունությունն է. C_օքսիդ, օքսիդի հզորությունը, դարպասի մեկ միավորի գոտին է. W դարպասի լայնությունը. L դարպասի երկարությունը: Հավասարությունը ցույց է տալիս բարդ եւ ոչ գծային հարաբերությունները i_D եւ երկու խթանները, v_DS և v_GS. Քանի որ մենք կցանկանայինք, որ կեղտոտվող հոսանքն ի հայտ գա մոտավոր գծերով v_GS (անկախ v_DS), FET- ը սովորաբար չի օգտագործվում եռյակի տարածաշրջանում:

Մենք ցանկանում ենք, որ հագեցած տարածաշրջանում գործող կորեր համար հավասարություն գտնենք: Մենք կարող ենք հաստատել արժեքները, triode- ի եւ հագեցման շրջանի միջեւ անցումային շրջանում (2) անցումային (ծնկների) գնահատման միջոցով: Այն է,

(4)
Այս հավասարումը սահմանում է սահմանի հոսանքային հոսանքի մեծությունը (գծապատկեր 8- ի ճեղքված գիծը) որպես դարպասից դեպի աղբյուր լարման ֆունկցիա v_GS. Անհրաժեշտության դեպքում մենք կարող ենք հաշվի առնել հագեցման տարածաշրջանում բնորոշ կորերի փոքր լանջին `ավելացնելով գծային գործոն:

(5)
Հավասարում (5), λ փոքր մշտական (Նկար 8- ում ցուցադրված բնութագրական կորերի մոտ հորիզոնական հատվածի լանջին): Այն սովորաբար պակաս է, քան 0.001 (V^-1): Այնուհետեւ

(6)

Մեր բոլոր նախորդ քննարկումները վերաբերում էին NMOS տրանզիստորին: Մենք այժմ հակիրճ քննարկում ենք PMOS- ի համար անհրաժեշտ փոփոխությունները: PMOS- ի համար v_DS կլինի բացասական: Բացի այդ, PMOS- ում ալիք ստեղծելու համար, .

Նկար 8 - MOSFET տրանզիստորի տերմինալ բնութագրերը

NMOS տրանզիստորների բնութագրերից միակ փոփոխությունները (Նկար 7) այն է, որ հորիզոնական առանցքը այժմ -v_DSփոխարենը + v_DS,եւ պարամետրային կորիները ներկայացնում են ավելի բարձր արտանետվող հոսանք, քանի որ դարպասի լարումը նվազում է (NMOS տրանզիստորին ավելանալու փոխարեն): Ընթացիկ արժեքների բարձրացման կորերը համապատասխանում են ավելի բաց դարպասի լարման: Երբ v_GS> V_T, տրանզիստորը կտրված է: PMOS- ի կատարելագործման համար, V_T բացասական է եւ պակաս PMOS- ի համար, V_T դրական է:

PMOS- ի տրանզիստորի համար տրիոտյան տարածաշրջանի անցումային ժամանակահատվածի հավասարումը նույնական է NMOS- ի հետ: Այն է,

(7)
Նշենք, որ v_GS և v_DS բացասական քանակություն են: PMOS- ի տրանզիստորի հագեցման տարածաշրջանի հավասարումը նույնն է ՆՄՈՍ-ի հետ: Այն է,

(8)

Նշենք, որ λ բացասական է PMOS տրանզիստորների համար, քանի որ կորի կորստի փոխարժեքը) բացասական է:

Հաշվարկի երկու կողմերի մասնակի ածանցյալը (6) նկատմամբ v_GS, , մենք ստանում ենք

(9)
Մենք նախընտրում ենք արժեքը g_m մշտական լինել, հատկապես խոշոր ազդանշանային ճոճանակների համար: Այնուամենայնիվ, մենք կարող ենք միայն մոտավորապես այս պայմանը, եթե մենք օգտագործում ենք FET փոքր ազդանշանի դիմումները: Մեծ ազդանշանային պայմանների համար ալիքի ձեւի խեղաթյուրումը կարող է անընդունելի լինել որոշ դիմումների մեջ:

2.2 հափշտակման ռեժիմ MOSFET

Նախորդ բաժինը վերաբերում է MOSFET- ի բարձրացման ռեժիմին: Հիմա մենք հակասում ենք սա MOSFET- ի սպառողական ռեժիմին: Համար n- ալեհավաքի բարձրացման ռեժիմ, ձեռք բերելու ալիք, որը մենք պետք է կիրառեինք դրական լարման դարպասի վրա: Այս լարումը բավականաչափ մեծ էր, որպեսզի բավարար թվով բջջային էլեկտրոններ ստիպված լինեին ներկառուցված ալիքում ներկայացնել:

Գծապատկեր 9 - Նվազման ռեժիմ n-channel MOSFET- ը

Է n- ալիքի սպառման ռեժիմի MOSFET- ը, մեզ այս դրական լարման կարիքը չունի, քանի որ մենք ունենք ֆիզիկապես տեղադրված ալիք: Սա մեզ թույլ է տալիս հոսանք ունենալ ջրահեռացման և աղբյուրի տերմինալների միջև նույնիսկ դարպասի վրա կիրառվող բացասական լարման հետ: Իհարկե, բացասական լարման քանակի սահմանափակում կա, որը կարող է կիրառվել դարպասի վրա, մինչդեռ հոսանքի և աղբյուրի միջև հոսանքի հոսք կա: Այս սահմանը կրկին որոշվում է որպես շեմային լարում, V_T, Բարձրացման ռեժիմից փոփոխությունն այն է, որ դարպասից աղբյուրի լարումը այժմ կարող է լինել կամ բացասական, կամ դրական, ինչպես ցույց է տրված Նկար 9-ում:

Հավասարակշռությունը, որը սահմանում է սպառողական ռեժիմ MOSFET- ի գործողությունը, շատ նման են ուժեղացման ռեժիմին: Դրսի հոսանքի արժեքը, երբ v_GS իբրեւ զրոյ I_{DSS- ը}. Սա հաճախ կոչվում է ցամաքային-աղբյուրի հագեցման ընթացքըԿամ զրոյական - դարպասի արտահոսքի հոսանք. Մենք համեմատում ենք MOSFET- ի բարելավման ռեժիմի հավասարումների հետ `սպառում ռեժիմի հետ

(10)

Մենք գտնում ենք,

(11)

Մաշկային ռեժիմը MOSFET- ները հասանելի են դիսկրետ ձեւով, կամ դրանք կարող են շինծու լինել ինտեգրալ սխեմաների չիպերի վրա, ընդ որում, ընդլայնման ռեժիմի տեսակների հետ միասին: Սա ներառում է երկուսն էլ pեւ այլն n-տիպ. Սա թույլ է տալիս ավելի ճկունություն հաղորդակցման դիզայնի տեխնիկայում:

2.3 Խոշոր ազդանշանի համարժեք միացում

Այժմ մենք ցանկանում ենք զարգացնել հավասարազոր միացում, որը ներկայացնում է գրաֆիկի շրջանում Նկար 8 [Հավասարություն (5) կամ (8)] մեծ ազդանշանային հատկանիշները: Նշենք, որ ջրահեռացման ընթացքը, i_D, կախված է նրանից v_GS և v_DS, Դարպասից աղբյուրի կայուն լարման համար մենք գործում ենք գործչի պարամետրական կորերից մեկի երկայնքով, և հարաբերությունը մոտավորապես ուղիղ գիծ է: Ուղղակի և ընթացիկ լարման միջև կապը մոդելավորվում է ռեզիստորի միջոցով: Հետևաբար համարժեք միացումը բաղկացած է ընթացիկ աղբյուրին զուգահեռ ռեզիստորից, որտեղ ընթացիկ աղբյուրի արժեքը հաստատում է ջրահեռացման հոսանքի մասը v_GS. Կախված կորի կիզակետը v_GS. Լանջը մասնակի ածանցյալ է,

(12)

որտեղ r₀ ավելցուկային ելքային դիմադրություն է: Մենք տեսնում ենք հավասարումներից [(5) կամ (8)], որ այս դիմադրությունը տրվում է

(13)

որտեղ մենք օգտագործում ենք վերին դեպք V_GS նշելու համար, որ դիմադրությունը որոշվում է դարպասից դեպի աղբյուր լարման որոշակի հաստատուն արժեքի համար: Հավասարության վերջնական մոտավորությունը (13) արդյունք է Հավասարության (5) հավանականությամբ λ փոքր է: Դրա դիմադրությունը, հետեւաբար, հակադարձելի է համաչափությանը, I_D. Մեծ ազդանշանի համարժեք մոդելը այնուհետեւ տրվում է Նկար 11- ում r₀ ինչպես զարգացած է Հավասարում (13):

Նկար 11 - Խոշոր ազդանշանի համարժեք միացում

2.4 MOSFET- ի փոքր ազդանշանի մոդելը

Մենք հիմա ցանկանում ենք տեսնել հավասարումների հետ կապված ավելցուկային ազդեցությունները: Այդ հավասարման երեք սխեմայի պարամետրերը, i_D, v_GS և v_DS երկուսն էլ բաղկացած են dc (կողմնակալություն) եւ այլն ac բաղադրիչները (այսինքն, մենք արտահայտությունների մեջ օգտագործեցինք վերին ենթատեքստերը): Մենք շահագրգռված ենք ac փոքր ազդանշանի մոդելի բաղադրիչները: Մենք տեսնում ենք, որ ջրահեռացման հոսանքը կախված է երկու խթաններից, դարպասից դեպի աղբյուրից եւ աղբյուրից դեպի աղբյուրից: Լրացուցիչ արժեքների համար մենք կարող ենք գրել այս հարաբերությունները

(14)
Հավասարում (14), g_m is առաջատար փոխադարձ փոխանցումը և r₀ արտադրանքի դիմադրությունը: Նրանց արժեքները հայտնաբերվում են Հավասարում (5) մասնակի ածանցյալ գործիքներով: Այսպիսով,

(15)
Հավասարում (15) մոտեցումը հանգեցնում է այն դիտարկմանը, որ λ եթե փոքր: Հավասարակշռությունը (14) հանգեցնում է Նկար 12- ի փոքր ազդանշանի մոդելի:

Նկար 12 - Փոքր ազդանշան MOSFET մոդելը

Նախորդ `1: FET- ի առավելությունները եւ թերությունները

NEXT- 3. Դաշտի դաշտային ազդեցություն Transistor (JFET)