3. Դաշտի դաշտային ազդեցություն Transistor (JFET)
ԸՆԹԱԻԿ - 3. Միացման դաշտային էֆեկտով տրանզիստոր (JFET)
Նախորդ `2: Մետաղի օքսիդ կիսահաղորդիչ FET (MOSFET)
Դաշտի դաշտային ազդեցություն Transistor (JFET)
MOSFET- ն մի շարք առավելություններ ունի միացման դաշտի ազդեցության տրանզիստորի (JFET) նկատմամբ: Հատկապես, MOSFET- ի մուտքային դիմադրությունը ավելի բարձր է, քան JFET- ի: Այդ պատճառով, MOSFET- ն ընտրվում է JFET- ի օգտին `շատ դիմումների համար: Այնուամենայնիվ, JFET- ն դեռեւս օգտագործվում է սահմանափակ իրավիճակներում, հատկապես անալոգային ծրագրերի համար:
Մենք տեսանք, որ MOSFET- ների բարձրացումը պահանջում է ոչ-զրոյական դարպասի լարման համար, որը կատարում է հաղորդման համար: Չկա մեծամասնություն-կրիչի հոսանքը առանց աղբյուրի եւ արտահոսքի միջեւ չի ներթափանցում առանց կիրառվող դարպասի լարման: Ընդհակառակը, JFET- ն վերահսկում է երկու օխմիկ շփումների միջեւ գոյություն ունեցող ալիքում մեծամասնության կրիչի ընթացիկի անցկացումը: Դա կատարում է սարքի հավասարազորունակությունը տարբերելով:
Չնայած մենք մոտենում ենք JFET- ներին ՝ առանց օգտագործելու ավելի վաղ ստացված արդյունքները MOSFET– ների համար, երկու տեսակի սարքերի աշխատանքի մեջ մենք շատ նմանություններ կտեսնենք: Այս նմանություններն ամփոփված են բաժնում 6-ում. «MOSFET- ի համեմատությունը JFET- ի հետ»:
JFET- ի ֆիզիկական կառուցվածքի սխեմատիկ պատկերը ցույց է տրված Նկար 13- ում: BJT- ի նման JFET- ը երեք տերմինալ սարք է: Այն հիմնականում ունի միայն մեկ pn դարպասի եւ ալիքի միջեւ, քան երկուը, ինչպես BJT- ում (թեեւ երկուսն էլ կարծես թե) pn 13- ում նկարագրված հանգույցները, դրանք զուգահեռաբար կապված են դարպասի տերմինալները միասին էլեկտրահաղորդման միջոցով: Նրանք կարող են այդպիսով վերաբերվել որպես միասնական հանգույց):
The n-ՀՀՀՀ-ն, որը նկարագրված է Նկար 14 (a) -ում, կառուցված է շերտի միջոցով nերկու տիպի նյութ pտիպի նյութերը տարածված են շերտի մեջ, մեկը մյուսի վրա: The p- JFET- ի ալիքը ունի շերտ pերկու տիպի նյութ nտիպի նյութերը տարածված են շերտի մեջ, ինչպես ցույց է տրված Նկար 13- ում (բ): Նկար 13- ը նաեւ ցույց է տալիս միացումային խորհրդանիշները:
JFET- ի գործունեության մասին պատկերացում ստանալու համար, եկեք միացնենք n- JFET- ի ալիքը դեպի արտաքին միացում, ինչպես ցույց է տրված Նկար 14- ում (a): Բավարար մատակարարման լարումը, VDD, կիրառվում է արտահոսքի (սա նման է VCC մատակարարի լարումը BJT- ի համար) եւ աղբյուրը կցված է ընդհանուր (գետնին): Դարպասի մատակարարման լարումը, VGG, կիրառվում է դարպասի մոտ (սա նման է VBB համար ԲՋՏ):
Նկար 13- JFET- ի ֆիզիկական կառուցվածքը
VDD ապահովում է արտահոսքի աղբյուր լարման, vDS, ինչը հանգեցնում է արտահոսքի, iD, արտահոսքից դեպի աղբյուր: Քանի որ դարպասի հանգույցը հակադարձ կողմնակալ է, զրոյական դարպասի ընթացիկ արդյունքները: Դրսի ընթացիկ, iD, որը հավասար է աղբյուրի հոսքին, գոյություն ունի աղբյուրով շրջապատված ալիքում p- տիպի դարպաս: Դարպասից դեպի աղբյուր լարման, vGS, որը հավասար է, ստեղծում է a սպառման տարածաշրջան ալիքում, որը նվազեցնում է ալիքի լայնությունը: Դա, իր հերթին, մեծացնում է հեղեղի եւ աղբյուրի դիմադրությունը:
Նկար 14 - n- ալիքային JFET միացված արտաքին շղթաներին
Մենք դիտարկում ենք JFET- ի հետ vGS = 0- ը, ինչպես ցույց է տրված Նկար 14- ում (բ): Դրսի ընթացիկ, iDՄիջոցով n- ալեհավաքից մինչեւ աղբյուրի աղբյուրը լարման անկման պատճառ է հանդիսանում ալիքի երկայնքով, որի մեծ պոտենցիալը կաթիլային դարպասի հանգույցում է: Այս դրական լարումը քայքայող դարպասի հանգույցում հակադարձում է pn հանգույցը եւ արտադրում է սպառում տարածաշրջան, ինչպես ցույց է տրված Գծապատկեր 14 (բ) -ի մուգ գունավոր տարածքը: Երբ մենք ավելանում ենք vDS, ջրահեռացման ընթացքը, iD, ինչպես նաեւ աճում է, ինչպես ցույց է տրված Նկար 15- ում:
Այս գործողությունը հանգեցնում է ավելի մեծ սպառման տարածաշրջանի եւ ավելի մեծ ալիքի դիմադրություն արտահոսքի եւ աղբյուրի միջեւ: Ինչպես vDS ավելի է մեծանում, մի կետ է հասնում այն ժամանակ, երբ սպառումը տարածաշրջանը կրճատում է ամբողջ ալիքը ջրահեռացման եզրին, իսկ ջրահեռացման ընթացքը հասնում է հագեցվածության կետին: Եթե մենք ավելացնենք vDS այս կետից դուրս, iD մնում է համեմատաբար կայուն: Աղտոտված հոսանքի հոսանքի արժեքը VGS = 0- ը կարեւոր պարամետր է: Դա է ցամաքային-աղբյուրի հագեցման ընթացքը, IDSS- ը. Մենք գտանք այն KVT2 MOSFET- ի սպառման ռեժիմի համար: Ինչպես երեւում է Նկար 15- ից, աճում է vDS այսպես կոչված ալիքից դուրս պտտելուց կետ (-VP, IDSS- ը) հանգեցնում է շատ փոքր աճի iDԵւ iD-vDS բնորոշ կորի դառնում գրեթե հարթ (այսինքն, iD մնում է համեմատաբար մշտական vDS ավելի մեծ է): Հիշեցնենք VT (այժմ նշանակված է VP) բացասական է n-հաղորդիչ սարքը: Օպերատիվությունը դուրս է հերմետիկ կետից (հագեցման շրջանում) ստացվում է, երբ ելքի լարումը, VDS, ավելի մեծ է, քան -VP (տես Նկար 15): Որպես օրինակ, եկեք ասենք VP = -4V, սա նշանակում է, որ ելքի լարումը, vDS, պետք է լինի ավելի մեծ կամ հավասար - (- 4V), որպեսզի JFET- ը մնա հագեցման (նորմալ) տարածաշրջանում:
Այս նկարագրությունը ցույց է տալիս, որ JFET- ն սպառողական տիպի սարքն է: Մենք ակնկալում ենք, որ դրա հատկանիշները նման են MOSFET- ի պակասի: Այնուամենայնիվ, կա մի կարեւոր բացառություն. Թեեւ հնարավոր է գործել MOSFET- ի սպեցիֆիկ տիպի գործարկման ռեժիմում (կիրառելով դրական vGS եթե սարքն է n-հանգույց), սա JFET- ի տիպի սարքի մեջ գործնական չէ: Գործնականում առավելագույնը vGS քանի որ այն սահմանափակվում է մոտավորապես 0.3V- ից pn- Խումբը մնում է էականորեն կտրված այս փոքր հեռավոր լարման հետ:
Նկար 15 - iD ընդդեմ vDS բնորոշ n-անկյուն JFET (VGS = 0V)
3.1 JFET դարպասի ելքային լարման փոփոխություն
Նախորդ բաժնում մենք մշակեցինք iD-vDS բնորոշ կորի հետ VGS = 0. Այս բաժնում մենք ամբողջական ենք համարում iD-vDS տարբեր արժեքների առանձնահատկությունները vGS. Նշենք, որ BJT- ի դեպքում բնորոշ կորերը (iC-vCE) iB որպես պարամետր: FET- ը լարման հսկող սարքն է, որտեղ vGS վերահսկում է: Նկար 16- ը ցույց է տալիս iD-vDS բնութագրական կորեր երկու թեմաներով n-հանգուն եւ այլն pJFET- ն:
Նկար 16-iD-vDS JFET- ի համար բնորոշ կորեր
Քանի որ աճում է 
(vGS ավելի բացասական է n-հունելի եւ ավելի դրական է a- ի համար p- ալիքը) ձեւավորվում է սպեցիֆիկ շրջան, եւ պինդափոն է հասնում ավելի ցածր արժեքների համար iD. Այսպիսով, n- գույնի 16 (a), JFET- ն, առավելագույնը iD նվազում է IDSS- ը as vGS ավելի բացասական է դառնում: Եթե vGS հետագա նվազում (առավել բացասական), արժեքը vGS որից հետո հասել է iD անկախ նրանից, զրոյական կլինի vDS. Այս արժեքը vGS կոչվում է VGS (OFF)Կամ պտտվող լարումը (Vp): Արժեքը Vp բացասական է n-JFET- ի ալիքը եւ դրական է a- ի համար pJFET- ն: Vp կարելի է համեմատել VT MOSFET- ի սպառման ռեժիմի համար:
3.2 JFET փոխանցման բնութագիր
Փոխանցման բնութագրիչը հոսանքի հոսանքն է, iD, որպես արտահոսքի ելքային լարման ֆունկցիա, vDSՀետ vGS հավասար է մի շարք անընդհատ լարումների (vGS = -3V, -2, -1V, 0V, Նկար 16 (a)): Փոխանցման բնութագիրը գրեթե անկախ է արժեքից vDS քանի որ JFET- ն պտտվում է, iD մնում է համեմատաբար անփոփոխ vDS. Սա կարելի է տեսնել iD-vDS Գծապատկեր 16- ի կորերը, որտեղ յուրաքանչյուր կորը մոտավորապես դառնում է արժեքների համար vDS>Vp.
Նկարում 17- ում մենք ցույց ենք տալիս փոխանցման հատկությունները եւ այլն iD-vDS ա nJFET- ն: Մենք դրանք հուշում ենք ընդհանուր iD ցույց տալով, թե ինչպես ստանալ մեկը մյուսից: Փոխանցման բնութագրերը կարող են ձեռք բերվել այն ընդլայնման արդյունքում iD-vDS կորեր, ինչպես ցույց է տրված գծապատկերում գծապատկերված գծերի կողմից. Հագեցվածության շրջանում փոխանցման բնութագիրը որոշելու ամենաօգտակար մեթոդը հետևյալ փոխհարաբերության հետ (Shockley հավասարումը).
(16)
Հետեւաբար, մենք միայն գիտենք IDSS- ը և Vp ամբողջ բնութագիրը որոշելու համար: Արտադրողների տվյալների թերթիկները հաճախ տալիս են այս երկու պարամետրերը, ուստի փոխանցման բնութագիրը կարող է կառուցվել: Vp արտադրողի բնութագրիչ թերթիկում ցուցադրվում է որպես VGS (OFF). Նշենք, որ iD հագեցնում է (այսինքն դառնում է հաստատուն) ինչպես vDS գերազանցում է ալիքի լարման համար անհրաժեշտ լարումը: Սա կարելի է արտահայտել որպես հավասարություն vDS, նստեց համար յուրաքանչյուր կորի, հետեւյալ կերպ.
(17)
As vGS դառնում է ավելի բացասական, պտտվողը տեղի է ունենում ավելի ցածր արժեքներով vDS եւ հագեցման ընթացքը փոքրանում է: Գծային շահագործման օգտակար տարածքը վերեւից փռված է եւ ստորին լարման ներքո: Այս տարածաշրջանում, iD հագեցած է եւ դրա արժեքը կախված է vGS, ըստ հավասարման (16) կամ փոխանցման բնորոշ:
Նկար 17 - JFET փոխանցման բնութագրերի կորեր
Փոխանցումը եւ այլն iD-vDS JFET- ի համար բնութագրական կորեր, որոնք նկարագրված են Նկար 17- ում, տարբերվում են BJT- ի համապատասխան կորերից: The BJT կորերը կարող են ներկայացվել որպես միաժամանակ ընդգրկված միասնական քայլերի համար բազային ընթացքի պատճառով գծային հարաբերության միջեւ iC և iB. JFET- ը եւ MOSFET- ը ներկայումս նման չեն ներկայիս հոսանքի, քանի որ դարպասների հոսքերը զրո են: Հետեւաբար մենք ստիպված ենք ցույց տալ կորերի ընտանիքը iD ընդդեմ vDS, եւ հարաբերությունները շատ ոչ գծային են:
Երկրորդ տարբերությունը վերաբերում է բնորոշ ոլորերի օխման տարածքի չափին ու ձեւին: Հիշեցնենք, որ BJT- ի օգտագործման ժամանակ մենք խուսափում ենք ոչ գծային գործողությունից `խուսափելով արժեքների ստորին 5% -ից vCE (այսինքն ` հագեցած շրջան). Մենք տեսնում ենք, որ JFET- ի համար ohmic տարածաշրջանի լայնությունը դարպասից դեպի աղբյուր լարման գործառույթ է: Օխմիկ շրջանը բավականին գծային է, մինչեւ ծնկները մոտենում են փխրուն: Այս տարածաշրջանը կոչվում է օխմիկ տարածաշրջանում քանի որ երբ այդ հատվածում օգտագործվում է տրանզիստորը, այն վարվում է որպես ohmic resistor, որի արժեքը որոշվում է vGS, Երբ դարպասից աղբյուր աղբյուրի լարման մեծությունը նվազում է, մեծանում է օմմային շրջանի լայնությունը: Մենք նաև նշում ենք Նկար 17-ից, որ խափանման լարումը դարպասից աղբյուրի լարման գործառույթ է: Փաստորեն, ողջամտորեն գծային ազդանշանի ուժեղացում ստանալու համար մենք պետք է օգտագործենք այդ կորերի միայն համեմատաբար փոքր հատվածը. Գծային գործողության տարածքը գտնվում է ակտիվ շրջանում:
As vDS զրոյից ավելանում է, յուրաքանչյուր կորի վրա տեղի է ունենում ընդմիջման կետ, որի սահմանից դուրս է գալիս արտանետման հոսքը vDS շարունակում է աճել: Դրսի աղբյուրից ելքային լարման այս արժեքում, շեղում է տեղի ունենում: Փխրուն արժեքները նկարագրված են Նկար 17- ում եւ կապված են միկրոշրջանի կորի հետ, որը բաժանում է օխմիկ շրջանը ակտիվ շրջանից: Ինչպես vDS շարունակում է բարձրացնել բարձրանալը, կետը հասնում է այնտեղ, որտեղ լվացքի եւ աղբյուրի միջեւ լարվածությունը այնքան մեծ է դառնում ավալանշի խզումը տեղի է ունենում: (Այս երեւույթը նույնպես տեղի է ունենում դիոդներում եւ BJT- ներում): Սխալման կետում, iD կտրուկ աճում է աննշան աճով vDS. Այս խզումը տեղի է ունենում դարպասի ալիքի հանգույցի արտահոսքի վերջում: Հետեւաբար, երբ ելքային դարպասի լարումը, vDG, գերազանցում է ճառագայթման լարումը (BVGDS- ն համար pn հանգույց), ավալանշ է տեղի ունենում [for vGS = 0 V]: Այս պահին, այն iD-vDS բնութագրվում է Նկար 17- ի աջ մասում ցուցադրված յուրահատուկ ձեւը:
Պտղի լարման եւ ավալանշի խզման միջեւ տարածաշրջանը կոչվում է ակտիվ տարածաշրջան, ուժեղացուցիչի գործող տարածաշրջան, հագեցվածության շրջանԿամ պտտվող տարածք: Օխմիկ շրջանը (նախքան խցկելը) սովորաբար կոչվում է եռյակի տարածաշրջան, բայց դա երբեմն կոչվում է լարման վերահսկվող շրջան: JFET- ն գործարկվում է օմմիկ շրջանում, այնպես էլ փոփոխական ռեզիստորի համար եւ միացման ծրագրերում:
Խախտման լարումը գործառույթ է vGS ինչպես նաեւ վDS. Քանի որ դարպասի եւ աղբյուրի միջեւ լարման չափը մեծանում է (ավելի բացասական n-անկյան եւ ավելի դրական p- ալիքը նվազեցնում է (տես Նկար 17): Հետ vGS = Vp, ելքային հոսանքը զրոյական է (բացառությամբ փոքրիկ արտահոսքի) եւ հետ vGS = 0, ջրահեռացման հոսքը հագեցած է արժեքով,
(18)
IDSS- ը է հագեցվածության արտահոսքի ելքային աղբյուրը.
Կեղտաջրերի եւ խզման միջեւ ընկղմված հոսքը հագեցված է եւ զգալիորեն չի փոխվում որպես գործառույթ vDS. JFET- ը անցնում է պտտվող գործառնական կետից, արժեքը iD կարելի է ձեռք բերել բնութագրական կորեր կամ հավասարման միջոցով
(19)
Այս հավասարման առավել ճշգրիտ տարբերակը (հաշվի առնելով բնութագրական կորերի աննշան լանջին) հետեւյալն է.
(20)
λ նման է λ MOSFET- ի համար եւ 1 /VA BJT- ի համար: Քանի որ λ փոքր է, ենթադրում ենք 
. Սա հիմնավորում է հավասարման մեջ երկրորդ գործոնը բաց թողնելու եւ մոտեցման օգտագործումը խթանման եւ խոշոր ազդանշանի վերլուծության համար:
Հագեցվածության արտահոսքի ելքային աղբյուրը, IDSS- ը, ջերմաստիճանի գործառույթ է: Ջերմաստիճանի ազդեցությունը Vp մեծ չեն: Սակայն, IDSS- ը նվազում է, քանի որ ջերմաստիճանը մեծանում է, նվազում է 25- ի համար, որքան 100%o ջերմաստիճանի բարձրացում: Նույնիսկ ավելի մեծ տատանումներ տեղի են ունենում Vp և IDSS- ը արտադրական գործընթացում փոքր փոփոխությունների պատճառով: Դա կարելի է տեսնել 2N3822- ի Հավելվածին դիտելով `որտեղ առավելագույնը IDSS- ը 10 մա է, իսկ նվազագույնը `2 մա:
Այս բաժնում ներկայացված հոսանքները եւ լարվածությունները ներկայացված են nJFET- ն: Ա p- JFET- ի ալիքը հանդիսանում է նրանց տրված հակառակը n-հաղորդագրություն:
3.3 JFET փոքր ազդանշանի AC մոդել
JFET- ի փոքրիկ ազդանշանի մոդելը կարելի է ստանալ MOSFET- ի համար օգտագործվող նույն ընթացակարգերից հետո: Մոդելը հիմնված է Հավասարի (20) հարաբերություններին: Եթե մենք միայն համարում ենք ac լարման եւ հոսանքի բաղադրիչ, մենք ունենք
(21)
Պարամետրերի (21) պարամետրերը տրվում են մասնակի ածանցյալ գործիքների կողմից,
(22)
Արդյունքում մոդելը ցույց է տրված Նկար 18- ում: Նշենք, որ մոդելը նույնական է նախկինում ստացված MOSFET մոդելի հետ, բացառությամբ այն արժեքների gm և ro հաշվարկվում են տարբեր բանաձեւերով: Իրականում բանաձեւերը նույնական են Vp փոխարինված է VT.
Նկար 18 - JFET փոքր ազդանշանի AC մոդել
Նախագծել JFET ուժեղացուցիչ, Q- կետը համար dc կողմնակալ տատանումները կարող են որոշվել գրաֆիկորեն, կամ օգտագործելով տերմինալային վերլուծություն `ստանձնելով դյուրակիր ռեժիմ տրանզիստորի համար: The dc Q-կետում կողմնակալ ընթացքը պետք է լինի 30% -ի եւ 70% -ի միջեւ IDSS- ը. Սա տեղադրում է Q-կետը բնորոշ կորերի առավել գծային շրջանում:
Հարաբերությունները iD և vGS կարելի է գծել գծապատկերային գրաֆիկի վրա (այսինքն, նորմալացված կորը), ինչպես ցույց է տրված Նկար 20- ում:
Այս գրաֆիկի ուղղահայաց առանցքը է iD/IDSS- ը եւ հորիզոնական առանցքը vGS/Vp. Կորի կիզակետը gm.
Հանգիստ արժեքը գծային գործող շրջանի կենտրոնի մոտ գտնելու ողջամիտ ընթացակարգն է ընտրել և. Նկար 6.20-ից նշեք, որ դա կորի միջին կետի մոտ է: Հաջորդը, մենք ընտրում ենք: Սա արժեքների լայն շրջանակ է տալիս vds որոնք պահպանում են տրանզիստորը փխրուն ռեժիմում:
Նկար 20 -iD/IDSS- ը ընդդեմ vGS/Vp
Մենք կարող ենք գտնել Q- կետում transconductance- ը կամ Ձեւ 20- ի կորի լանջին կամ օգտագործելով Հավասարություն (22): Եթե մենք օգտագործում ենք այս ընթացակարգը, ապա transconductance պարամետրը տրվում է,
(23)
Հիշեք, որ այդ արժեքը gm կախված է ենթադրությունից ID սահմանվում է մեկ-մեկ IDSS- ը և VGS : 0.3Vp. Այս արժեքները սովորաբար ներկայացնում են JFET- ի համար ձգտող արժեքներ սահմանելու լավ մեկնարկային կետ: