Գործնական Op-amps- TINA եւ TINACloud ռեսուրսներ

Գործնական օպերատորներ

Գործնական Op-amps մոտավորապես դրանց իդեալական գործընկերներ, սակայն տարբեր են որոշ կարեւոր առումներով: Կարեւոր է շրջանային դիզայներին հասկանալ իրական OP-amps- ի եւ իդեալական op-amps- ի միջեւ եղած տարբերությունները, քանի որ այդ տարբերությունները կարող են բացասական ազդեցություն ունենալ շրջանի կատարողականի վրա:

Մեր նպատակն է մշակել գործնական օպտիմալացման մանրամասն մոդել `մոդել, որը հաշվի է առնում ոչ իդեալական սարքի առավել նշանակալի հատկությունները: Մենք սկսում ենք գործնական օպտիկամանրաթելերը նկարագրելու համար օգտագործվող պարամետրերը: Այս պարամետրերը նշված են op-amp արտադրողի կողմից մատակարարված տվյալների թերթիկների ցուցակներում:

Աղյուսակ 1- ը թվարկում է երեք առանձնահատկ օփփի պարամետրի արժեքը, որոնցից մեկը `μA741- ը: Մենք օգտագործում ենք μA741 գործառնական ուժեղացուցիչներ բազմաթիվ օրինակներում եւ վերջնական գլոբալ խնդիրների հետեւյալ պատճառաբանությամբ. (1), որոնք արտադրվել են բազմաթիվ IC արտադրողների կողմից (2), որոնք հայտնաբերվել են մեծ քանակությամբ էլեկտրոնիկայի ոլորտում եւ ( 3) դրանք ընդհանուր նպատակակետային փոխհատուցված op-amps են, եւ դրանց հատկությունները կարող են օգտագործվել որպես համեմատական նպատակների համար հղում `այլ op-amp տեսակների հետ կապված: Քանի որ տարբեր պարամետրերը սահմանվում են հետեւյալ բաժիններում, Աղյուսակ 9.1- ին պետք է հղում կատարել `սովորական արժեքներ գտնելու համար:

Գործնական օպերատորներ, գործառնական ուժեղացուցիչներ

Աղյուսակ 1 - պարամետրերի մեծությունները op-amps- ի համար

Իդեալական եւ փաստացի op-amps- ի ամենակարեւոր տարբերությունը լարման արդյունքում է: Իդեալական op-amp- ն ունի լարվածություն, որը մոտենում է անսահմանության: Փաստացի op-amp- ն ունի լարման նվազագույն եկամուտ, որը նվազում է, քանի որ հաճախականությունը մեծանում է (մենք մանրամասն ուսումնասիրում ենք հաջորդ գլուխը):

5.1 Open-Loop լարման արժեք (G)

OP-amp- ի բաց լարման լարման արդյունքը ելքային լարման փոփոխության հարաբերակցությունը է, առանց հետադարձի մուտքային լարման փոփոխության: Լարման արդյունքը անփոփոխ քանակ է: G- ն օգտագործվում է բաց լարման լարման շահույթը ցույց տալու համար: Op-amps- ն ունի ցածր հաճախականության միջոցների բարձր լարման նպաստ: OP-amp- ի ճշգրտում նշում է լարման ուժգնությունը վոլտերում մեկ միլիոնով կամ դեչիբլերում (դԲ) [սահմանվում է որպես 20log₁₀(v_դուրս/v_in)]:

5.2- ի փոփոխված օպամիմենտ մոդել

Նկար 14- ը ցույց է տալիս իդեալականացված op-amp մոդելի փոփոխված տարբերակը: Մենք փոխել ենք իդեալիզացված մոդելը `ավելացնելով դիմադրողականության դիմադրություն (R_i), ելքային դիմադրություն (R_o) եւ ընդհանուր ռեժիմի դիմադրություն (R_cm).

Նկար 14- փոփոխված op-amp մոդելը

Այս պարամետրերի բնորոշ արժեքները (741 op-amp- ի համար) են

Այժմ մենք դիտարկում ենք Նկար 15- ի միացում, որպեսզի op-amp- ի կատարումը կատարվի: Op-amp- ի անջատման եւ ոչ-ներխուժման միջոցները պայմանավորված են աղբյուրների դիմադրություն ունեցող աղբյուրներով: Op-amp- ի արտադրանքը ետ է մտնում դիմադրության միջոցով, R_F.

Երկու մուտքերը վարող աղբյուրները նշվում են v_A և v₁եւ դրանց հետ կապված մի շարք դիմադրություններ են R_A և R₁. Եթե մուտքագրման սխեման ավելի բարդ է, ապա այդ դիմադրությունները կարելի է համարել որպես այդ սխեմաների Thevenin equivalents:

Նկար 15 - Op-amp միացում

5.3 Ներածման օֆսեթ լարման (V_io)

Երբ իդեալական op-amp- ի մուտքի լարումը զրո է, ելքային լարումը նույնպես զրո է: Սա ճիշտ չէ իրական op-amp- ի համար: The մուտքագրման օֆսեթ լարման, V_io, սահմանվում է որպես ելքային լարման լարման, որը պահանջում է ելքային լարման հավասարությունը զրոյին: V_io զրոյական է իդեալական op-amp- ի համար: Տիպիկ արժեքը V_io 741- ի op-amp- ն 2 մՎ է: Ոչ մի զրոյական արժեք V_io այն անցանկալի է, քանի որ op-amp- ն ուժեղացնում է ցանկացած ներածման օֆսեթը, դրանով իսկ ավելի մեծ արդյունք է առաջացնում dc սխալը:

Հետեւյալ տեխնիկան կարող է օգտագործվել մուտքի օֆսեթ լարման չափման համար: Փոխանցման ելքային լարումը փոխելու փոխարեն, ելքը զրոյին ստիպելու համար մուտքագրում է զրոյի հավասար, ինչպես ցույց է տրված Գծապատկեր 16- ում եւ ելքային լարումը չափվում է:

Նկար 16 - Vio- ի չափման տեխնիկա

Զրոյական մուտքի լարման արդյունքում ելքային լարումը հայտնի է որպես արտադրության dc օֆսեթ լարման. Ներածման օֆսեթային լարումը ստացվում է օպտիմալ օքսիդի բաց օղակային շահույթի բաժանմամբ:

Ներածման օֆսեթ լարման հետեւանքները կարող են ներառվել Op-amp մոդելի մեջ, ինչպես ցույց է տրված Նկար 17- ում:

Բացի ներածման օֆսեթային լարման հետ մեկտեղ, իդեալական op-amp մոդելը հետագայում ձեւափոխվել է չորս դիմադրությունների ավելացումով: R_o է ելքային դիմադրություն. The մուտքային դիմադրություն ՕՊ-ի, R_i, չափվում է ներթափանցման եւ ոչ- inverting տերմինալների միջեւ: Մոդելը պարունակում է նաեւ երկու ռեսուրսներից յուրաքանչյուրին միացնող ռեզիստոր:

Սրանք են ընդհանուր ռեժիմի դիմադրություններ, եւ յուրաքանչյուրը հավասար է 2- ինR_cm. Եթե մուտքագրումները միմյանց հետ կապված են, ինչպես նկար 16- ում, այս երկու դիմադրիչները զուգահեռ են, եւ Thevenin- ի համադրությունը գետնին է R_cm. Եթե op-amp- ը իդեալական է, R_i և R_cm մոտեցումը անսահմանություն (այսինքն `բաց միացում) եւ այլն R_o զրոյական է (այսինքն `կարճ միացում):

Նկար 17 - Ներածման օֆսեթ լարման

Նկար 18- ի (ա) ցուցադրվող արտաքին կոնֆիգուրացիան կարող է օգտագործվել օֆսեթ լարման հետեւանքների չեզոքացման համար: Վերականգնվող մուտքային տերմինը կիրառվում է փոփոխական լարման: Այս լարման պատշաճ ընտրությունը չեղյալ է մուտքի օֆսեթը: Նմանապես, Նկար 18- ը (b) ցույց է տալիս, որ այս հավասարակշռման սխեման կիրառվում է ոչ ներգործող մուտքագրման մեջ:

Նկար 18 - Օֆսեթային լարման հավասարակշռումը

ԴԻՄՈՒՄ

Դուք կարող եք ստուգել TINACloud Circuit Simulator- ի հետ առցանց մոդելավորման միջոցով 18 (a) միացումի Input Offset Voltage- ի հավասարակշռումը ստուգելու միջոցով ստորեւ սեղմել հղումը:

Ներածման օֆսեթ լարման հավասարակշռման սխեման մոդելավորում (ա) TINACloud- ի հետ

Ներածման օֆսեթ լարման հավասարակշռման սխեման մոդելավորում (ա) TINACloud- ի հետ

ԴԻՄՈՒՄ

Դուք կարող եք ստուգել TINACloud Circuit Simulator- ի հետ մոդելավորման միջոցով 18 (b) տողում մուտքագրման Offset- ի հավասարակշռումը `սեղմելով ստորեւ բերված հղումը:

Ներածման օֆսեթային լարման հավասարակշռման սխեմանի մոդելավորում (բ) TINACloud- ի հետ

Ներածման օֆսեթի հավասարակշռման շրջանաձեւ մոդելավորում (բ) TINACloud- ի հետ

5.4 Ներածման բիազի ընթացիկ (I_Հակում)

Չնայած իդեալական op-amp- ի ներդիրները ոչ ընթացիկ են, փաստացի op-amps թույլ են տալիս որոշակի կողմնակալ տատանում մուտքագրել յուրաքանչյուր մուտքային տերմինը: I_Հակում է dc ընթացիկ ներածման տրանզիստորի մեջ, եւ տիպիկ արժեքը 2 μA է: Երբ աղբյուրի արգելակումը ցածր է, I_Հակում քիչ ազդեցություն ունի, քանի որ այն մուտքային լարման համեմատաբար փոքր փոփոխություն է առաջացնում: Այնուամենայնիվ, բարձր անթույլատրելի շարժիչային սխեմաներով մի փոքր հոսանք կարող է հանգեցնել մեծ լարման:

The bias current- ը կարող է մոդելավորվել որպես երկու ընթացիկ լվացարան, ինչպես ցույց է տրված Նկար 19- ում:

Նկար 19 - Օֆսեթային լարման հավասարակշռումը

Այս տախտակների արժեքները անկախ աղբյուրի արգելքից: The կողմնակալ ընթացք սահմանվում է որպես երկու ընթացիկ լվացքի միջին արժեքը: Այսպիսով

(40)

Երկու լվացքի արժեքի տարբերությունը հայտնի է որպես մուտքագրման օֆսեթ ընթացիկ, I_io, եւ տրվում է

(41)

Թե մուտքային-կողմնակալ հոսանքն ու ներածման օպտիկական հոսանքը ջերմաստիճանից կախված են: The ներածման կողմնակալ ընթացիկ ջերմաստիճանի գործակիցը սահմանվում է որպես կողմնակալ տատանումների փոփոխության հարաբերակցություն `ջերմաստիճանում փոխելու համար: Տիպիկ արժեքը 10 nA /^oՍ ներածման օֆսեթի ընթացիկ ջերմաստիճանի գործակիցը սահմանվում է որպես օֆսեթային հոսանքի մեծության փոփոխություն հարաբերական ջերմաստիճանի փոփոխության: Տիպիկ արժեքը `2nA /^oC.

Նկար 20 - Ներածման կողմնակալ ընթացիկ մոդելը

Ներածման կողմնակալ հոսանքները ներառված են Նկար 20- ի op-amp մոդելի մեջ, որտեղ մենք ենթադրում ենք, որ ներածական օֆսեթի հոսանքը աննշան է:

Այն է,

Նկար 21 (a) - միացում

Մենք վերլուծում ենք այս մոդելը `ելքային կողմնակի հոսքերի պատճառած ելքային լարվածությունը գտնելու համար:

Նկար 21 (a) ցույց է տալիս op-amp միացում, որտեղ ներխուժման եւ ոչ-ներթափանցող միջոցները միմյանց հետ կապված են դիմադրությունների միջոցով:

Սխտորը փոխարինվում է Նկար 21 (բ) պարունակությամբ, որտեղ մենք անտեսում ենք V_io. Մենք շարունակում ենք պարզեցնել սխեման 21- ի (գ) միացումն անտեսելով R_o և R_բեռնել. Այսինքն, ենթադրենք R_F >> R_o և R_բեռնել >> R_o. Արդյունքների բեռնման պահանջները սովորաբար ապահովում են, որ այդ անհավասարությունները համապատասխանում են:

Սխտորը հետագայում պարզեցվում է Նկար 21- ում (d), որտեղ կախված լարման աղբյուրի եւ ռեզիստորի շարքի համադրությունը փոխարինվում է կախված ընթացիկ աղբյուրի եւ դիմադրողականության զուգահեռ համադրությամբ:

Վերջապես, մենք համատեղում ենք դիմադրությունները եւ փոխում ենք ինչպես ընթացիկ աղբյուրները, այնպես էլ լարման աղբյուրները `Ձեւ 21- ի (e) պարզեցված համարժեքը ստանալու համար:

Նկար 21 (բ) եւ (գ) - Ներածման կողմնակի ազդեցությունները

Մենք օգտագործում ենք հանգույցի հավասարումը `ելքային լարման համար:

(43)

որտեղ

(44)

Ընդհանուր ռեժիմ դիմադրությունը, R_cm, ընդգրկված է մի քանի հարյուր megohms շրջանում, op op- amps- ի համար: Հետեւաբար

(45)

Եթե մենք շարունակենք ենթադրել այդ մասին G_o մեծ է, հավասարումը (43) դառնում է հավասարություն:

(46)

Նկար 21 (դ) եւ (ե) - Ներածման կողմնակի ազդեցությունները

Նշենք, որ եթե արժեքը R₁ ընտրվում է հավասար, ապա ելքային լարումը զրո է: Այս վերլուծությունից եզրակացնում ենք, որ dc դիմադրություն V₊ գետնին պետք է հավասար լինի dc դիմադրություն V_- գետնին: Մենք օգտագործում ենք դա կողմնակալ հաշվեկշիռ մեր նախագծերում բազմիցս խոչընդոտելը: Կարեւոր է, որ եւ իջնող եւ անջատող տերմինալները ունենան dc ելքային կողմնակի ներգործության ազդեցությունը նվազեցնելու համար:

Ներածություն Bias Ընթացիկ, պրակտիկ op-amp, գործառնական ուժեղացուցիչներ

Նկար 22 - 1-ի կազմաձևերը

Օրինակ 1

Գտեք ելքային լարումը Գծապատկեր 22- ի կոնֆիգուրացիաներում, որտեղ I_B = 80 նԱ = 8 10^-8 A.
Լուծում Մենք օգտագործում ենք Հաշվարկի պարզեցված ձեւը (46) `Ձեւավորման 22- ի (ա) միացման համար ելքային հոսանքները գտնելու համար:

Գծապատկեր 22 (բ) միացման համար մենք ձեռք ենք բերում

ԴԻՄՈՒՄ

Բացի այդ, դուք կարող եք իրականացնել այդ հաշվարկները TINACloud- ի միացման սիմուլյատորի հետ `օգտագործելով իր թարգմանիչի գործիքը, սեղմելով հղումը ստորեւ:

Ներածություն Bias ընթացիկ մոդելավորում Circuit Simulation with TINACloud

Ներածություն Bias ընթացիկ մոդելավորում Circuit Simulation with TINACloud

5.5 Ընդհանուր ռեժիմի մերժում

Op-amp սովորաբար օգտագործվում է ուժեղացնելու երկու մուտքային լարման միջեւ տարբերությունը: Հետեւաբար, գործում է դիֆերենցիալ ռեժիմ, Այս երկու մուտքերից յուրաքանչյուրին ավելացված անընդհատ լարումը չպետք է ազդի տարբերության վրա, ուստի չպետք է փոխանցվի ելքին: Գործնական պարագայում մուտքերի այս հաստատուն կամ միջին արժեքը does ազդում ելքային լարման վրա: Եթե մենք հաշվի ենք առնում միայն երկու մուտքերի հավասար մասերը, մենք դիտարկում ենք այն, ինչ հայտնի է ընդհանուր ռեժիմ.

Նկար 23 - Ընդհանուր ռեժիմ

Ենթադրենք, որ փաստացի op-amp- ի երկու մուտքային տերմինները միմյանց հետ միավորված են, ապա ընդհանուր աղբյուր լարման: Սա պատկերված է Նկար 23- ում: Իդեալական դեպքում արտադրության լարումը զրոյական կլինի: Գործնական պարագայում այս արտադրանքը զրոյական չէ: Ոչ-զրոյական ելքային լարման հարաբերակցությունը կիրառվող մուտքային լարման նկատմամբ է ընդհանուր ռեժիմի լարման արդյունքը, G_cm. The ընդհանուր ռեժիմի մերժման հարաբերակցությունը (CMRR), որը սահմանվում է որպես հարաբերակցությունը dc բաց- loop շահույթ, G_o, ընդհանուր ռեժիմի շահույթին: Այսպիսով,

(47)

CMRR- ի տիպիկ արժեքները 80- ից մինչեւ 100 դբ: Ցանկալի կլիներ, որպեսզի CMRR- ը հնարավորինս բարձր լինի:

5.6 Էլեկտրաէներգիայի մատակարարման մերժման հարաբերակցությունը

Էլեկտրաէներգիայի մատակարարման մերժման գործակիցը OP-AMP- ի ունակության միջոցն է, որը անտեսում է էլեկտրասնուցման լարման փոփոխությունները: Եթե համակարգի ելքային փուլը տատանվում է փոփոխական քանակությամբ, ապա մատակարարման լարումը կարող է տարբեր լինել: Ցածր լարման այս բեռնվածության փոփոխությունը կարող է հանգեցնել փոփոխությունների նույնական մատակարարող այլ ուժեղացուցիչների շահագործմանը: Սա հայտնի է որպես խաչաձեւ խոսակցություն, եւ դա կարող է հանգեցնել անկայունության:

The էլեկտրաէներգիայի մատակարարման մերժման հարաբերակցությունը (PSRR- ը) է փոփոխության հարաբերակցությունը v_դուրս էլեկտրամատակարարման լարման ընդհանուր փոփոխությանը: Օրինակ, եթե դրական և բացասական պաշարները տատանվում են V 5 Վ-ից ± 5.5 Վ, ընդհանուր փոփոխությունը 11 - 10 = 1 Վ է: PSRR- ը սովորաբար նշվում է միկրովոլտերում մեկ վոլտով կամ երբեմն դեցիբելներով: Սովորական օպ-ամպերը ունեն PSRR մոտ 30 μV / V:

Ցածր լարման փոփոխությունների նվազեցման համար անհրաժեշտ է լինել op-amps- ի յուրաքանչյուր խմբի համար անջատված (այսինքն, մեկուսացված) այլ խմբերի կողմից: Սա սահմանափակում է փոխգործակցությունը մի խումբ op-amps- ին: Գործնականում, յուրաքանչյուր տպագիր միացումային քարտը պետք է ունենա 0.1-μF կերամիկական կամ 1-μF տանտալային կոնդենսատորի միջոցով գետնին շրջանցող մատակարարման գծերը: Սա ապահովում է, որ բեռնվածության տատանումները զգալիորեն չեն կրճատվի այլ քարտերի մատակարարման միջոցով:

5.7 Արդյունքների դիմադրություն

Որպես առաջին քայլը ելքային դիմադրության որոշման մեջ, R_դուրս, մենք գտնում ենք Thevenin- ի համարժեքը, Նկար 24- ում նկարված գծիկների մեջ ներառված վահանակում ցուցադրված op-amp սխեմայի մասի համար: Նշենք, որ այս վերլուծության մեջ անտեսում ենք օֆսեթի եւ լարման մասին:

(24)

Քանի որ շղթան չունի անկախ աղբյուրներ, Thevenin- ի համարժեք լարումը զրոյական է, ուստի շրջանը համարժեք է մեկ ռեզիստորի: Ռեզիստորի արժեքը հնարավոր չէ գտնել, օգտագործելով ռեզիստոր համակցություններ: Համարժեք դիմադրություն գտնելու համար ենթադրենք, որ ելքային տողերի վրա կիրառվում է լարման աղբյուր ՝ v: Դրանից հետո մենք հաշվարկում ենք ստացված հոսանքը, i, եւ հարաբերակցությունը v/i. Սա տալիս է Thevenin դիմադրությունը:

Նկար 25 (ա մաս) - Թեվենին համարժեք շղթաներ

Նկար 25 (մաս b)

Նկար 25 (ա) նկարագրում է կիրառվող լարման աղբյուրը: Ցանցը պարզեցված է, որը ցույց է տրված Նկար 25- ում (բ):

Ցանցը կարող է հետագայում կրճատվել նկարագրության 25 (c) -ում, որտեղ մենք սահմանում ենք երկու նոր դիմադրություն հետեւյալ կերպ.

(48)

Մենք դա ենթադրում ենք R '_A << (R '₁ + R_i) Եւ R_i >> R '₁. Նկար 25 (d) արդյունքների պարզեցված շրջանառությունը:

Ներածման դիֆերենցիալ լարումը, v_d, պարզվում է այս պարզեցված միացումից `օգտագործելով լարման բաժանարարի հարաբերակցությունը:

(49)

Արդյունքների դիմադրության գտնելու համար մենք սկսում ենք գրել ելքային հանգույցի հավասարումը:

(50)

Նկար 25 (մասեր գ և դ) - Նվազեցված Thevenin համարժեք շղթաներ

Արդյունքների դիմադրությունը այնուհետեւ տրվում է Հավասարում (51):

(51)

Շատ դեպքերում, R_cm այնքան մեծ է R '_A»R_A և R₁'»R₁. Հավասարում (51) կարող է պարզեցվել օգտագործելով զրոյական հաճախականության լարման շահույթը, G_o. Արդյունքը հավասարումն է (52):

(52)

ԴԻՄՈՒՄ

TINACloud Circuit Simulator- ի միջոցով կարող եք հաշվարկել 25 (ա) շղթայի ելքային իմպեդանսը ՝ օգտագործելով TINACloud շղթայի սիմուլյատորը ՝ կտտացնելով ստորև նշված հղմանը:

TINACloud- ի հետ շփման անջատման մոդելավորման ելքային թողունակություն

TINACloud- ի հետ շփման անջատման մոդելավորման ելքային թողունակություն

Օրինակ 2

Գտեք 26- ում նկարագրված որպես միավորի բուֆերի ելքային թողունակություն:

գործնական op-amp, գործառնական ուժեղացուցիչներ

Նկար 26 - Միասնություն ձեռք բերող բուֆեր

Լուծում Նկար 26- ի միացումը համեմատվում է Figure 24- ի հետադարձ կապի հետ, մենք գտնում ենք

Այնպես որ,

Հավասարակշռությունը (51) չի կարող օգտագործվել, քանի որ մենք համոզված չենք, որ այս դեպքում կիրառվում են Նկար 25 (c) պարզեցման տանող անհավասարությունները: Այսինքն պարզեցումը պահանջում է