5. Circuite integrate MOSFET

Circuite integrate MOSFET

Când tranzistoarele MOSFET sunt fabricate ca parte a unui circuit integrat, considerațiile practice necesită două schimbări majore în configurațiile circuitelor. În primul rând, condensatorii mari de cuplare și de bypass utilizați în amplificatoare discrete nu pot fi practic fabricați în circuite integrate din cauza dimensiunilor mici. Ne confruntăm cu acest neajuns prin fabricarea amplificatoarelor cuplate direct.

Cea de-a doua schimbare majoră este că nu putem fabrica cu ușurință rezistențele folosite ca parte a circuitelor de polarizare. În schimb, folosim sarcini active și surse de curent compuse din tranzistoare MOS.

Circuitele integrate folosesc circuitele NMOS și PMOS. CMOS este mai frecventă în circuitele digitale, în timp ce NMOS este folosit în mod obișnuit pentru circuite integrate de densitate mai mare (adică mai multe funcții per chip).

Simularea încărcăturilor active profită de panta curbelor caracteristice MOS. Figura 23 prezintă două tipuri de sarcini active. În figura 23 (a), vom arăta o încărcare de îmbunătățire NMOS, în timp ce 23 (b) arată o încărcare de epuizare NMOS. De asemenea, în figură sunt reprezentate curbele caracteristice relevante.

Figura 23 - Încărcături active

Pentru sarcina de îmbunătățire NMOS, relația dintre tensiune și curent este dată de


(29)

Rezistența echivalentă a acestei configurații este 1 /gm, unde valoarea transconductanței este cea care se aplică la punctul de bias.

Sarcina de epuizare NMOS are o rezistență echivalentă care este determinată de panta caracteristicilor date de următoarea ecuație


(30)

5.1 Biasing de circuite integrate MOSFET

Acum, că avem două tehnici de simulare a încărcăturilor active, putem aborda problema de biasing. Utilizăm sarcina activă în locul rezistenței de sarcină în oricare dintre configurațiile circuitelor. Pentru a arăta tehnica de analiză a acestora, să luăm în considerare amplificatorul NMOS folosind o încărcătură de amplificare, așa cum se arată în Figura 24.

Transistorul etichetat Q2 înlocuiește RD a circuitelor noastre anterioare. Pentru a determina punctul de operare în stare de repaus, folosim aceleași tehnici ca în secțiunea 4, "Configurațiile și polarizarea amplificatoarelor FET" înlocuind doar caracteristica grafică a încărcării de intensificare a liniei de sarcină a rezistenței. Adică trebuie să găsim soluția simultană a caracteristicilor tranzistorului FET cu ecuația liniei de încărcare. Putem face acest lucru grafic, după cum se arată în Figura 25.

Curbele parametrice sunt curbele caracteristice pentru tranzistorul de amplificare, Q1. Caracteristica tensiune vs. curent a sarcinii active, Q2 sunt cele din Figura 23. Tensiunea de ieșire, vafară, este diferența dintre VDD și tensiunea pe sarcina activă. Curentul în sarcina activă este același cu curentul de scurgere din tranzistorul de amplificare. Prin urmare, construim linia de sarcină luând imaginea oglindă deplasată a caracteristicilor din figura 23. Punctul de operare este intersecția acestei curbe cu curba caracteristică corespunzătoare a tranzistorului. Trebuie să găsim tensiunea de la poarta la sursă pentru a ști care este curba tranzistorului pentru a alege. Așa cum vom vedea în continuare, tensiunea de polarizare de intrare este adesea înlocuită de o sursă de curent activă.

Soluție grafică pentru punctul Q

Figura 25 - Soluție grafică pentru punctul Q

Acum, că știm cum să simulam o sarcină activă, ne îndreptăm atenția asupra generării unui curent de referință care să fie utilizat ca parte a circuitelor de polarizare de intrare. Aceste surse curente sunt folosite în același mod în care le-am folosit pentru biasingul amplificatorului BJT.

Figura 26 - Oglindă curentă

Analizăm MOSFET-ul oglindă de curent. O oglindă curentă este prezentată în Figura 26. Cele două tranzistoare sunt presupuse a fi perfect potrivite. Curentul de ieșire este curentul de scurgere al lui Q2, și un drive curent de referință Q1. Dacă tranzistorii sunt perfect potriviți, curentul de ieșire va fi exact egal cu curentul de referință. Acest lucru este adevărat, deoarece tranzistorii sunt conectați în paralel. La fel ca în cazul oglinzii de curent BJT, curentul de referință poate fi generat prin aplicarea unei tensiuni de referință pe o rezistență de referință, așa cum se arată în figura 26 (b).

Punerea laolaltă a diferitelor subcircuite (adică sarcina activă și curentul de referință) conduc la amplificatorul CMOS din Figura 27.

Câștigul acestui amplificator este dat de


(31)

Amplificator CMOS

Figura 27 - amplificator CMOS

Efectul corpului 5.2

Discuția noastră cu secțiunea "2. Semiconductori metale-oxid FET (MOSFET) "se referă la substratul (sau corpul) MOSFET. Acest substrat joacă un rol important în stabilirea canalului. În funcționarea MOSFET-urilor discrete, corpul este adesea conectat la sursa de alimentare. În astfel de cazuri, substratul nu are un efect direct asupra funcționării dispozitivului și se aplică curbele dezvoltate anterior în acest capitol.

Situația se schimbă când MOSFET-urile sunt fabricate ca parte a circuitelor integrate. În astfel de cazuri, substratul fiecărui tranzistor individual nu este izolat de alte substraturi. Într-adevăr, un substrat este adesea împărțit între toate MOSFET-urile pe un cip. Într-un PMOS IC, substratul comun ar fi conectat la cel mai pozitiv terminal sursă, în timp ce în NMOS este conectat la masă (sau la o alimentare negativă dacă există). Aceasta determină o inversare inversă între sursă și corpul fiecărui tranzistor. Efectul acestei părtinire inversă este schimbarea caracteristicilor de funcționare. De exemplu, într-un n-canal, ridică efectiv pragul (VT). Cantitatea prin care se modifică pragul depinde de parametrii fizici și de construcția dispozitivului. Pentru NMOS, această modificare poate fi aproximată prin


(32)

În ecuația (32), γ este un parametru al dispozitivului care variază între 0.3 și 1 (V-1/2). VSB este tensiunea sursă-corp, și este Fermi potențial. Aceasta este o proprietate a materialului și o valoare tipică este 0.3 V pentru siliciu.