Դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչներ `TINA եւ TINACloud ռեսուրսներ

Դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչներ

Գործառնական ուժեղացուցիչների մեծ մասը բաղկացած է մի շարք տրանզիստորներից, ռեզիստորներից եւ կոնդենսատորներից, որոնք ստեղծում են միասնական համակարգ: Այսօր առկա ուժեղացուցիչները հուսալի են, փոքր չափերով եւ սպառում են շատ քիչ ուժ:

Ընդհանուր op-amps- ի ներածման փուլը D- ն էգործարար ուժեղացուցիչ ինչպես ցույց է տրված նկարը 1- ի ամենապարզ ձեւով:

Դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչներ, պրակտիկ օպերացիոն ուժեղացուցիչ, միացում սիմուլյացիա, միացում սիմուլյատոր, դիզայնի սխեման,

Նկար 1 - Դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչ

Դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչը բաղկացած է երկու emitter-coupled common-emitter- ից dc ուժեղացուցիչներ: Այն ունի երկու մուտք, v₁ և v₂եւ երեք արդյունք, v_o1, v_o2 և v_դուրս. Երրորդ ելույթը, v_դուրս, դա տարբերությունն է v_o1 և v_o2.

1.1 dc փոխանցման բնութագիր

Դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչը գծայինորեն չի գործում մեծ ազդանշանային միջոցներով: Վերլուծության պարզեցման համար մենք ենթադրում ենք, որ RE- ն մեծ է, որ յուրաքանչյուր տրանզիստորի բազային դիմադրությունը աննշան է եւ յուրաքանչյուր տրանզիստորի ելքային դիմադրություն մեծ է: Նշենք, որ մենք օգտագործում ենք REE, այլ RE- ի տարբերակիչ ուժեղացուցիչում, քանի որ այստեղ օգտագործվող դիմադրիչը մեծ է եւ կարող է լինել ընթացիկ աղբյուրի համարժեք դիմադրություն: REE- ի մեծ արժեքը պահպանում է էլեկտրական լիցքավորման թողունակության լարման նվազումը:
Մենք այժմ լուծում ենք այս էլեկտրական լարման համար: Մենք սկսում ենք գրել KVL- ի հավասարումը բազային հանգույցի հանգույցի շուրջ `Նկար 1- ի միացման համար:

(1)

(2)

Մենք պետք է հայտնաբերենք հավաքող հոսանքների համար արտահայտություններ, i_C1 և i_C2. Հիմնական հոսքային հոսանքները տրվում են հավասարման միջոցով,

Հավասարում (2) I_o1 և I_o2 են հակադարձ հագեցման հոսքերը Q₁ և Q₂ համապատասխանաբար: Տրանզիստորները ենթադրում են նույնական: Համադրելով հավասարումները (1) եւ (2) զիջում

(3)

Լուծելու հավասարումը (3) ընթացիկ հարաբերակցության համար, մենք գտնում ենք,

(4)

Մենք կարող ենք ենթադրել i_C1 մոտավորապես հավասար է i_E1 և i_C2 մոտավորապես հավասար է i_E2. Հետեւաբար

(5)

Համադրելով հավասարումների (4) եւ (5), մենք ունենք

(6)

Նշենք, որ

(7)

Կարեւոր դիտարկումը կարող է կատարվել հավասարումների դիտարկմամբ (6): Եթե v₁- v₂ դառնում է ավելի քան մի քանի հարյուր միլիոնավոր դոլարներ, իսկ X- ը, տրանզիստորին կից հավաքողը դառնում է փոքր, իսկ տրանզիստորը, ըստ էության, կտրված է: Տրանզիստորի 2- ի կոլեկցիոները մոտավորապես հավասար է i_EE, եւ այս տրանզիստորի հագեցած է: Կոլեկտորային հոսանքները, եւ, հետեւաբար, ելքային լարումը v_դուրս, անկախ նրանից, երկու մուտքի լարման միջեւ տարբերությունը:

Գծային ուժեղացումը տեղի է ունենում միայն մուտքի լարման տարբերությունների համար, քան մոտավորապես 100 մՎ: Մուտքային լարման գծային տիրույթը մեծացնելու համար փոքր emitter դիմադրություն կարող են ավելացվել:

1.2 ընդհանուր ռեժիմը եւ դիֆերենցիալ ռեժիմը

Դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչը նախատեսված է արձագանքել միայն երկու մուտքային լարման միջեւ եղած տարբերությանը, v₁ և v₂. Այնուամենայնիվ, գործնական op-amp- ում արտադրանքը որոշ չափով կախված է տվյալ միջոցների գումարի վրա: Օրինակ, եթե երկու միջոցները հավասար են, ելքային լարումը պետք է իդեալական լինի զրոյական, բայց գործնական ուժեղացուցիչում դա չի: Մենք նշում ենք գործը, երբ միացումն արձագանքում է տարբերությանը դիֆերենցիալ ռեժիմ. Եթե երկու մուտքերը հավասար են, մենք ասում ենք, որ միացումն իր մեջ է ընդհանուր ռեժիմ. Իդեալում մենք ակնկալում ենք, որ միացումն արտադրել արտադրանքը միայն դիֆերենցիալ ռեժիմում:

Ցանկացած երկու մուտքային լարման, v₁ և v₂, կարելի է լուծել ընդհանուր եւ դիֆերենցիալ մաս: Մենք սահմանում ենք երկու նոր մուտքային լարման հետեւյալ եղանակով.

(8)

Լարման, v_di, հանդիսանում է դիֆերենցիալ ռեժիմի մուտքային լարման եւ դա պարզապես երկու մուտքի լարման միջեւ տարբերությունն է: Լարման, v_ci, ընդհանուր ռեժիմի մուտքի լարումը, եւ դա երկու մուտքային լարման միջին ցուցանիշն է: Բնօրինակի մուտքային լարումները կարող են արտահայտվել այս նոր քանակությունների տեսքով հետեւյալ կերպ.

(9)

Եթե մենք մուտքագրենք երկու մուտքային հոսանքները, մենք ունենք

(10)

Քանի որ երկու մուտքերը հավասար են, emitter- բազային հանգույցի հոսանքները հավասար են (եթե տրանզիստորները նույնական են): Այսպիսով, կոլեկտորային հոսքերը պետք է լինեն նույնական:

Դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչներ, միացման սիմուլյացիա, միացում սիմուլյատոր, դիզայնի սխեման, գործնական op-amps

Նկար 2 (ա) Դիֆերենցիալ ռեժիմ ուժեղացուցիչի համարժեք միացում

Այժմ դիտարկենք դիֆերենցիալ ռեժիմի մուտքային լարման համարժեք միացումը, ինչպես ցույց է տրված Նկար 2- ում (ա): Նշենք, որ որպես ներկա պահին Q₁ ռեժիմը մեծանում է, ներկաը Q₂ ցիկլը նվազում է նույն չափով եւ մեծությամբ: Սա ճիշտ է, քանի որ ներդրումը Q₂ հավասար է Q₁ բայց 180- ը^o փուլից դուրս: Այսպիսով լարման փոփոխությունը ամբողջությամբ R_EE զրոյական է: Քանի որ ac ազդանշանային լարման միջոցով R_EE զրոյական է, այն կարող է փոխարինվել կարճ միացումով ac համարժեք միացում: Նշենք, որ յուրաքանչյուր տրանզիստորի բազայում հոսանքների տեղադրումը, որոնք հավասար են ամպլիտուդում, բայց 180- ում^o ֆազից դուրս, հավասար է երկու տրանզիստոր բազաների երկու լարման միջեւ լարման տեղադրմանը: Վթարները, ժամը ` v_o1 և v_o2 հավասարաչափ մեծ են, բայց հակառակ փուլը եւ դիֆերենցիալ ռեժիմի շահույթը

(11)

Այս դիֆերենցիալ ռեժիմի շահույթը սահմանվում է ա եզակի արդյունք քանի որ այն վերցված է մեկ կոլեկտորի եւ գետի միջեւ: Եթե արտադրանքը կատարվի միջեւ v_o1 և v_o2, դիֆերենցիալ ռեժիմի շահույթը համարվում է ա կրկնակի արդյունք եւ տրվում է

(12)

Նմանատիպ վերլուծությունը կարելի է կիրառել Նկար 2 (բ) -ում ընդհանուր ռեժիմի համարժեք միացումին:

Նկար 2 (բ) Ընդհանուր ռեժիմ ուժեղացուցիչի համարժեք միացում

Եթե մենք բաժանենք ռեժիմը R_EE երկու զուգահեռ ռեզիստորների մեջ, որոնցից յուրաքանչյուրն ունի կրկնակի բնօրինակը դիմադրություն, մենք կարող ենք գտնել արդյունքը, վերլուծելով միայն միացման կեսը: Քանի որ տրանզիստորները նույնական են եւ համընդհանուր ռեժիմի մուտքի լարումները հավասար են եւ փուլային են, 2- ի շրջանում կատարվող լարումներըR_EE դիմադրողները նույնն են: Այսպիսով, ներկայումս ցուցադրվող երկու զուգահեռ ռեժիմների միջեւ ընթացքը զրո է, եւ մենք պետք է միայն նայենք միացման մի կողմում: Ընդհանուր ռեժիմում ստացվող լարման արդյունքն այն է

(13)

Հավասարում (13) ենթադրում է R_EE եւ մեծ է r_e<<R_EE.

Մենք գտնում ենք, որ կրկնակի ելքային լարումը ընդհանուր ռեժիմի եւ դիֆերենցիալ ռեժիմի շահույթի տեսանկյունից հետեւյալն է.

(14)

Ցանկալի է, որ դիֆերենցիալ ռեժիմի շահույթն ավելի մեծ լինի, քան ընդհանուր ռեժիմի շահույթը, որպեսզի ուժեղացուցիչը արձագանքում է հիմնականում մուտքային լարումների միջեւ եղած տարբերությանը: The ընդհանուր ռեժիմի մերժման հարաբերակցությունը, CMRR, սահմանվում է որպես դիֆերենցիալ ռեժիմի շահույթի հարաբերակցություն ընդհանուր ռեժիմի շահույթին: Այն սովորաբար արտահայտվում է dB- ում:

(15)

Այժմ որոշում ենք ուժեղացուցիչի մուտքի դիմադրությունը ինչպես դիֆերենցիալ ռեժիմում, այնպես էլ ընդհանուր ռեժիմում: Դիֆերենցիալ ռեժիմի համար մենք տեսնում ենք ուժեղացուցիչին երկու տրանզիստորների բազայում: Սա հանգեցնում է ամբողջական տրանզիտի, այնպես էլ տրանզիստորի հաղորդիչի միջոցով եւ մուտքային դիմադրությունը

(16)

Այժմ ընդհանուր ռեժիմի մուտքագրման համար մենք տեսնում ենք X-NUMX (b) -ում ուժեղացուցիչը: Այսպիսով, մուտքային դիմադրությունը

(17)

Այս արդյունքները ցույց են տալիս, որ ընդհանուր ռեժիմի մուտքային դիմադրությունը շատ ավելի բարձր է, քան դիֆերենցիալ ռեժիմը:

Մեր դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչի վերլուծությունը հիմնված է BJT- ի վրա որպես տրանզիստորի կառուցվածքի բլոկ: FETs- ը կարող է օգտագործվել նաեւ դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչների վրա `նվազեցված ներածման կողմնակալության եւ գրեթե անսահման մուտքի անթույլատրելիության արդյունքում: FET- ի օգտագործող տարբերակիչ ուժեղացուցիչի վերլուծությունը կատարվում է այնպես, ինչպես BJT վերլուծությունը:

Դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչները պետք է համապատասխանի տրանզիստորներին, ապահովելու համար, որ սխեման գործում է ճիշտ: Եթե դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչն ինտեգրված միացումում է, այս լրացուցիչ պահանջը քիչ է, քանի որ երկու տրանզիստորները միաժամանակ օգտագործվում են նույն նյութով:

1.3 դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչ `կայուն ընթացիկ աղբյուրով

Ցանկալի է անել R_EE որքան հնարավոր է մեծ, ընդհանուր ռեժիմի արտադրությունը նվազեցնելու համար: Հավասարակշռությունը ցույց է տալիս, որ պետք է մեծացնել CMRR- ը R_EE մեծ: Քանի որ խոշոր դիմադրությունները դժվար է կեղծել IC chips, մենք ձգտում ենք այլընտրանքային մոտեցում: Դա կատարվում է փոխարինելով R_EE հետ dc ընթացիկ աղբյուրը: Իդեալական ընթացիկ աղբյուրն ունի անսահմանափակ արգելք, ուստի մենք ուսումնասիրում ենք փոխարինելու հնարավորությունը R_EE նման ընթացիկ աղբյուրի հետ: Նկար 9.3- ը ցույց է տալիս դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչը, որտեղ ռեզիստորը, R_EE, փոխարինվում է անընդհատ ընթացիկ աղբյուրով:

(18)

Աղբյուրը ավելի մոտ է դեպի իդեալական մշտական ընթացիկ աղբյուրը, այնքան բարձր է ընդհանուր ռեժիմի մերժման հարաբերակցությունը: Մենք ներկայացնում ենք դիոդով փոխհատուցվող ֆիքսված կողմնակալ աղբյուրի աղբյուրը: Փոխհատուցումն անջատվում է ջերմաստիճանի տատանումների վրա: Դիոդ D₁ եւ տրանզիստորը Q₃ ընտրվում են այնպես, որ նրանք ունենան գրեթե նույնական բնութագրություններ գործառնական ջերմաստիճանի տիրույթում:
Նկար 3- ի (ա) միացումն ու վերլուծելու համար CMRR- ն պետք է որոշել համարժեք դիմադրություն, R_TH (Thevenin համարժեք մշտական ընթացիկ աղբյուրի միացում): Համապատասխան դիմադրությունը տրվում է [տես Նկար 3 (բ)]

Գրել է KCL հավասարումը 1 հանգույցում, մենք ունենք

(19)

որտեղ r_o տրանզիստորի ներքին դիմադրությունը նշված գործառնական կետում: Այն տրվում է

(20)

Դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչներ, միացման սիմուլյացիա, միացում սիմուլյատոր, դիզայնի սխեման, գործնական op-amps

Նկար 3 - Դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչ `անընդհատ ընթացիկ աղբյուրի հետ

2 հանգույցում A KCL հավասարումը զիջում է

(21)

որտեղ

(22)

Փոխարինող v₁ և v₂ մեջ 2- ի հանգույցի մեջ, մենք ունենք

(23)

Վերջապես, Թեվենինի դիմադրությունը տրվում է (22) և (23) հավասարումները փոխարինելով (18):

(24)

Այժմ մենք մի շարք ենթադրություններ կստեղծենք, որպեսզի այս արտահայտությունը մեծապես դյուրացնենք: Կանխատեսումների կայունությունը պահպանելու համար մենք օգտագործում ենք ուղեցույցը

(25)

Փոխարինելով այս արժեքը R_B հավասարման մեջ (24) եւ բաժանարարը β, մենք ունենք

(26)

Մենք կարող ենք պարզեցնել այս արտահայտությունը `նշելով

(27)

Այնուհետեւ մենք ունենք

(28)

Քանի որ այս հավասարման երկրորդ տերմինը շատ ավելի մեծ է, քան առաջինը, այնպես որ կարող ենք անտեսել R_E ձեռք բերել

(29)

Այս հավասարումը կարող է ավելի պարզեցվել, եթե առկա է հետեւյալ պայմանը.

(30)

Այդ դեպքում մենք ունենք պարզ արդյունք

(31)

Հետեւաբար, եթե բոլոր մոտեցումները վավեր են, R_TH անկախ է β եւ դրա արժեքը բավականին մեծ է:

1.4 դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչ, միանվագ ավարտված մուտքագրման եւ թողունակությամբ

Նկար 4 ցույց է տալիս դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչ, որտեղ երկրորդ մուտքագրումը, v₂, սահմանվում է զրոյի հավասար եւ ելք է ընդունվում որպես v_o1.

Մենք օգտագործում ենք հաստատուն ընթացիկ աղբյուր R_EE, ինչպես նախորդ բաժնում քննարկվել է: Սա հայտնի է որպես միանգամյա օգտագործման եւ ելքային ուժեղացուցիչ `փուլափոխի հետ. Ամրացուցիչը վերլուծվում է կարգավորմամբ v₂= 0- ը նախկին հավասարումների մեջ: Այնուհետեւ, դիֆերենցիալը պարզապես պարզ է

(32)

այնպես որ արտադրանքը

(33)

Նկար 4 - Միանգամյա ավարտված ներածումը փուլային շրջադարձի հետ

Բացասական նշանը ցույց է տալիս, որ այս ուժեղացուցիչը ցուցադրում է 180^o արտադրանքի եւ ներդրման միջեւ փուլային փոփոխություն: Տիպիկ sinusoidal մուտքագրումը եւ արտադրանքը նկարագրված են Նկար 5- ում:

Նկար 5- Sinusoidal մուտքագրում եւ թողարկում

Եթե ելքային ազդանշանը պետք է վերածվի գետին, բայց փուլային շրջադարձը ցանկալի չէ, արտադրանքը կարող է վերածվել տրանզիստորից Q₂.

Օրինակ 1 - Դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչ (վերլուծություն)

Գտնել դիֆերենցիալ լարման շահույթը, ընդհանուր ռեժիմի լարման շահույթը եւ CMRR- ը, Նկար 1- ում ցուցադրվող միացման համար: Ասացեք R_i = 0, R_C = 5 kΩ, V_EE= 15 V, V_BE= 0.7 V, V_T= 26 մՎ, եւ R_EE = 25 kΩ. Թողեք v₂ = 0 եւ ելք թողնել v_o2.

Լուծում Ընթացիկ միջոցով R_EE հայտնաբերվում է անկայուն վիճակում: Քանի որ հիմքը Q₂ հիմնավորվում է, հոսանքի լարումը V_BE = 0.7 V, եւ

Յուրաքանչյուր տրանզիստորի մեջ անկայուն ընթացքը կազմում է այդ գումարի կեսը:

Հետո

յուրաքանչյուր տրանզիստորի տարբերության լարման արդյունքը

Ընդհանուր ռեժիմի լարման նպաստը

Ընդհանուր ռեժիմի մերժման հարաբերակցությունը այնուհետեւ տրվում է

ԴԻՄՈՒՄ

Բացի այդ, դուք կարող եք իրականացնել այդ հաշվարկները TINA կամ TINACloud շրջանային սիմուլյատորներով, օգտագործելով իրենց թարգմանիչի գործիքը, սեղմելով հղումը ստորեւ:

1- Դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչի Circuit Simulation

Օրինակ 2

Օրինակ 1- ում նկարագրված դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչի համար նախատեսում է փոխարինել ջերմաստիճանի փոխհատուցվող ֆիքսված կողմնակալ աղբյուրի աղբյուրը (Նկար 3) R_EE եւ որոշում է նոր CMRR- ի տարբերակիչ ուժեղացուցիչի հետ r_o = 105 kΩ, V_BE = 0.7 V, եւ β = 100. Ենթադրել R₁ = R₂.

Լուծում Մենք տեղադրում ենք տրանզիստորում գործող կետը կեսին dc բեռնվածքի գիծը:

Այնուհետեւ, անդրադառնալով Figure 3 (a) ներկա աղբյուրին,

Հակասության կայունության համար,

Ապա

Քանի որ 0.1R_E>>r_e (այսինքն ՝ 1.25 կΩ >> 26 / 0.57 Ω), ապա (31) հավասարումից մենք ունենք

CMRR- ն տրվում է

ԴԻՄՈՒՄ

2- Դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչի Circuit Simulation

Օրինակ 3

Դիզայն միացում, որպեսզի հասնի այն պայմաններին, որոնք նկարագրված են Նկար 6- ում, ելքային լարման առավելագույն արագության համար: Հինգ տրանզիստորները, Q₁ դեպի Q₅, յուրաքանչյուրն ունի β = 100 իսկ Q₆ ունի β Հյուրատետր 200. V_BE 0.6 V- ը բոլոր տրանզիստորների համար, V_T= 26 մՎ, եւ V_A= 80 V. Պատկերացրեք, բոլոր տրանզիստորները նույնական են: